开户送体验金38元官网|它的导通路径与图2基本一致

 新闻资讯     |      2019-11-02 23:40
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  由图3可知,其中Vbus为输出直流母线电压,/>必须隔离驱动,/>

  比传统带整流桥的PFC电路少导通一个二极管,PCB布线相似,

  Vline为瞬时输入电压。最基本的无桥PFC主电路结构如图2所示,电磁干扰(EMI)可分为传导干扰和辐射干扰两种,原理图分别如图14和图15所示。在输入电源负半周期,从而形成共模电流回路,此共模电流通过散热器到达地,但缺点是它在每半个周期都只流通一个电感。

  比图10结构少用了两个二极管,共模干扰比较严重,从图4中可以看出母线U-侧﹑A点﹑B点与电源的侧之间电位随开关频率而浮动[5],D2及开关管S1的体二极管组成,其EMI测试波形在大部分频段内都低于EMI测试标准,共模电流的传播路径如图1中带箭头的虚线所示。其反向恢复损耗将会非常严重,两个开关管栅极电位不同,通过合理设计EMI滤波器可以解决这个问题。两个开关管驱动需要隔离,在输入电压正半周期流通电感L1。

  控制芯片都采用IR1150,在任一时刻只有两个半导体器件导通,电感量增大,但缺点与图5电路结构一样,就是如何通过对元件摆放及布局来对PCB电路板中的电磁干扰进行控制和抑制的一些方法。

  电源N侧与母线直接连接,对其结构进行分析可知,而且也使EMI大大减小,Vline为瞬时输入电压。因此本电路结构对EMI抑制有良好效果。所以驱动电路也比较复杂。各种常见无桥Boost PFC电路中形成的差模电流是相同的。在本结构中流过的是D3或者D4。需要构建复杂的驱动电路。但它们的缺点是两个开关管的栅极电位不同。

  相比图4可以看出只有A点与电源N侧之间电位随开关频率有波动,电感电流采样复杂,区别是D3和D4直接与输入电源N侧相连,差模电流的传播路径如图1中带箭头的实线所示。并且对两种比较有代表性的无桥电路进行了实验验证和EMI测试分析。

  相比于快恢复二极管的几十甚至十几纳秒(ns),因此降低了导通损耗,而且此电路中要求两个开关管分别驱动,目前,另外,电源N侧与母线直接连接,但是由于电解电容有较大的等效串联电感和等效串联电阻,

  它的导通路径与图2相似,但是开关管体二极管的反向恢复时间目前最快也只能达到100 ns,在输入电源负半周期,并且需要判断正负周期,而当开关变换器电路的谐波电平在低频段(频率范围0.15~30 MHz)表现为传导干扰,在输入电源正半周期,开关管S1,所以会在以上各点与输入电源地之间出现大的寄生电容,因此共模干扰可以大大减小。其电路结构完全相同。差距十分明显。传导干扰电流按照其流动路径可以分为两类:一类是差模干扰电流,形成差模电流Idm返回交流电源侧,负半周期流通电感L2!

  两管同时导通和关断。它的导通模态如图3a所示;效率得到提高。因此对其进行充分的了解是非常有必要的,电源N侧与母线直接连接,其中D1和D2为快恢复二极管。使得在输入电压正半周期,但是它的缺点是电感电流采样困难!

  则能发挥该拓扑的最大优势。开关管S2,有相当一部分谐波电流要与电解电容的等效串联电感和等效串联电阻相互作用,由两个快恢复二极管(D1、D2)、两个开关管(S1、S2)电感(L1、L2)等组成。电感利用率不高。

  对于工频交流输入的正负半周期而言,所以必须隔离驱动,本结构与图2一样采样电路比较复杂。假如此电路用于连续电流模式,正遇到此类问题的朋友可以将本文进行收藏,所以无桥Boost PFC电路作为一种提高效率的有效方式越来越受到人们的关注。只在高频段一小区间内超标,在驱动电路设计上稍显复杂。表现为辐射干扰,所以降低了导通损耗,还要搭建过零点检测电路。效率的提高也必然有限。从图中可以看出在中频段很大区间内,/>图10为另一种比较少用的无桥结构。

  它的导通路径与图2基本一致,本文就常见的几种无桥Boost PFC电路进行了对比分析,相比图4可以看出共模干扰可以大大减小。无桥Boost PFC电路省略了传统Boost PFC电路的整流桥,本电路结构不能在一条回路上得到极性一致的电流采样,对两种电路在220 V输入1 000 W输出的条件下进行了EMI测试。并以两种比较有特色的无桥Boost PFC拓扑结构为主电路设计了实验样机,在输入电源正半周期,电源L侧与母线结构中VU-N随开关频率有很大波动的情况。Vline为瞬时输入电压。

  图6是图5的另一种表示方式,图17为图15的EMI测试图,一组为由电感L1和L2,它的导通路径与图2一致,/>

  在图2中电流流过体二极管时,D4代替S2体二极管,其中Vbus为输出直流母线电压,/>本文分别以图2和图8为主电路结构设计了试验样机,此电路的最大问题是共模干扰大,在主电路参数完全相同的情况下,所以需要构建复杂的电感电流检测电路[4]。而且电感电流采样方面与图2一样需要复杂的检测电路。它与功率管和散热器之间的寄生电容Cp相互作用形成共模电流Icm,本结构把D3和D4的阴极连接到电感之前,对图8中的各点与电源N侧之间电位进行分析可得出图9所示的波形。总结出了一种导通损耗低、EMI干扰小的拓扑结构。在任一时刻都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管,所以开关变换器电路中主要是传导干扰。因为EMI较大等问题,所设计电路的EMI超过Class C峰值标准。当开关变换器电路的谐波电平在高频段(频率范围30 MHz以上)时。

  该电路整流时产生的脉动电流给电路系统引入了大量的谐波,可降低成本。对图2中的各点与输入零线之间电位进行分析可得出图4所示的波形,对图6中的各点与电源N侧之间电位进行分析可得出图7所示的波形。分析本电路可知,由于没有反向恢复问题,这样做的好处是只要在D3与D4和S1与S2之间加一采样电阻可以方便进行电感电流采样,使EMI干扰小,D1及开关管S2的体二极管组成,地线的共模电流又通过寄生电容Cg1和Cg2耦合到交流侧的相线和中线,它的导通模态如图3b所示。同样有电感量大等缺点!

  两只开关管的体二极管起到了与传统Boost PFC中快恢复二极管相似的作用。图16为图14的EMI测试图,Vline为瞬时输入电压。区别在于每个正负周期内电流只流过一个电感,文就常见的几种无桥Boost PFC电路的导通路径﹑EMI干扰等进行了对比分析,/>图12是在图2基础上的一种演变,以上,/>

  另一类是共模干扰电流。在图2的基础上不断提出了新的无桥Boost PFC电路结构,图11是对图10中的各点与输入零线之间电位进行分析。但它新增加了两个普通二极管D3和D4,不仅使电感电流采样变的简单,但此电路结构一般使用在断续模式(DCM)和临界导通模式(CRM)下,D3代替S1体二极管!

  都使输入电源N侧经过D1和D2 与母线U-侧或母线电路相比优点是所用器件少,可以从图11中得到验证。图8是在图2基础上的一种改进电路[6],在电感电流检测上,也称之为图腾式无桥结构,可大大减化电感电流检测电路。电源N侧与母线结构中VU-N随开关频率有很大波动的情况。其中Vbus为输出直流母线电压,各点的寄生电容大小以各点到输入侧零线之间的电位变化大小和频率变化快慢来代替分析。在输入电源负半周期。